T
twolevel2002
Guest
こんにちはすべて：
私は質問をして...
バンドギャップ回路では、それらの2 BJTsの基地で（RB1は、RB2の2）抵抗に言えば、利点は
、 回路は何を得るか？
どうもありがとう。
私は質問をして...
バンドギャップ回路では、それらの2 BJTsの基地で（RB1は、RB2の2）抵抗に言えば、利点は
、 回路は何を得るか？
どうもありがとう。
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B
Btrend
Guest
私の意見では、
もしuベースのノードに抵抗を追加するCMOSで、垂直方向のBJTの拠点には
、 常にGNDの間に、ウルPTAT現在ΔVeb/研究されませんが、それはKTに/ qと関連していないいくつかの他の条項が含まれる接続されてこれŬではなく
、 より多くの問題に遭遇する利点を得る。
もしuベースのノードに抵抗を追加するCMOSで、垂直方向のBJTの拠点には
、 常にGNDの間に、ウルPTAT現在ΔVeb/研究されませんが、それはKTに/ qと関連していないいくつかの他の条項が含まれる接続されてこれŬではなく
、 より多くの問題に遭遇する利点を得る。
T
twolevel2002
Guest
しかし... ...
何人かいくつかの抵抗器revrseを見つけること。
いくつかの目的とする必要があります。
何人かいくつかの抵抗器revrseを見つけること。
いくつかの目的とする必要があります。
B
Btrend
Guest
uはcktを投稿できます。
私はこれについて興味深いです。
私は、バンドギャップに関するいくつかの文書を読んでいるような設定を見たことがない。
とにかく、ウルの言葉として、"いくつかの目的は、"する必要があります！
しかし、抵抗器の両方をBJTのエミッタでは、バンドギャップ電圧を取得する"1.25Vの接続します。私は不思議ではこれらの抵抗Ŭ何を記載されて。
私はこれについて興味深いです。
私は、バンドギャップに関するいくつかの文書を読んでいるような設定を見たことがない。
とにかく、ウルの言葉として、"いくつかの目的は、"する必要があります！
しかし、抵抗器の両方をBJTのエミッタでは、バンドギャップ電圧を取得する"1.25Vの接続します。私は不思議ではこれらの抵抗Ŭ何を記載されて。
B
Btrend
Guest
私は、ウルの質問に答えることが記事を見て
との完全なdocにインストールされ
http://www.edaboard.com/viewtopic.php?t=112642&highlight=bandgap
申¥し訳ありませんが、あなたがこの添付ファイルを表¥示するためにログインが必要です
との完全なdocにインストールされ
http://www.edaboard.com/viewtopic.php?t=112642&highlight=bandgap
申¥し訳ありませんが、あなたがこの添付ファイルを表¥示するためにログインが必要です
G
Guest
Guest
小信号分離されます。
T
twolevel2002
Guest
すべて：
私は
、 添付ファイルとして回路をアップロードします。
私はあなたのアイデアを共有する幸せ。
申¥し訳ありませんが、あなたがこの添付ファイルを表¥示するためにログインが必要です
私は
、 添付ファイルとして回路をアップロードします。
私はあなたのアイデアを共有する幸せ。
申¥し訳ありませんが、あなたがこの添付ファイルを表¥示するためにログインが必要です
G
gszczesz
Guest
BJTののが共通の基本。グランド経路のインダクタンスを発振するsucceptableを確認します。場合は
、 ベース上の任意の潜在的な発振を防ぐために抵抗を置く。
、 ベース上の任意の潜在的な発振を防ぐために抵抗を置く。
T
twolevel2002
Guest
しかし
、 なぜ基地からグランドへのちょうど1つの抵抗を入れない？
これは2つのベース抵抗を...
、 なぜ基地からグランドへのちょうど1つの抵抗を入れない？
これは2つのベース抵抗を...
R
rambus_ddr
Guest
私は、2つの抵抗曲線を補正するために使用されますと思います。以来、2はNpnベース抵抗（ﾑ：異なっている1）は、真のデルタ（VBE）を確認します（KTは/ qを）* lnNが、KT（旧/ qを）* lnN デルタ（バリチェロ）*（伊江島/ Bのではない）ので、この2つの抵抗器は
、 デルタ（バリチェロ）補償を追加します。
、 デルタ（バリチェロ）補償を追加します。
G
gszczesz
Guest
場合
、 その共通点接地されていない地面には1しか抵抗を電圧には
、 ベース電流の関数です。この低下のバンドギャップ電圧です。場合
、 それらはエミッタ抵抗ベータ版でスケーリングとしてモデル化することができます個々の抵抗を使用します。このオフセットはほとんどが、比率はこれは、2つのトランジスタ間のベータ版と一致はかなり良いされるべき基本抵抗器と同じようにスケーリングする必要があります同じ状態のまま
、 既存の抵抗器は
、 エミッタ抵抗である。
また、個々のベース抵抗トランジスタ-トランジスタoscilaltionパスだけでなく、地上のパスを殺すのだ。
として
、 これまでの引数は
、 これらの抵抗は
、 既存のベース抵抗を修正するために使用されますが、これは、ベース抵抗は
、 トランジスタの比率サイズ縮小になるだろうしているので、そして可能¥性は低いエミッタ抵抗の代わりにから出て撮影することができます。さらに、ベース抵抗を乱暴¥にプロセスを
、 あまりにも補償することは難しい異なります。
グレッグ
、 その共通点接地されていない地面には1しか抵抗を電圧には
、 ベース電流の関数です。この低下のバンドギャップ電圧です。場合
、 それらはエミッタ抵抗ベータ版でスケーリングとしてモデル化することができます個々の抵抗を使用します。このオフセットはほとんどが、比率はこれは、2つのトランジスタ間のベータ版と一致はかなり良いされるべき基本抵抗器と同じようにスケーリングする必要があります同じ状態のまま
、 既存の抵抗器は
、 エミッタ抵抗である。
また、個々のベース抵抗トランジスタ-トランジスタoscilaltionパスだけでなく、地上のパスを殺すのだ。
として
、 これまでの引数は
、 これらの抵抗は
、 既存のベース抵抗を修正するために使用されますが、これは、ベース抵抗は
、 トランジスタの比率サイズ縮小になるだろうしているので、そして可能¥性は低いエミッタ抵抗の代わりにから出て撮影することができます。さらに、ベース抵抗を乱暴¥にプロセスを
、 あまりにも補償することは難しい異なります。
グレッグ
B
Btrend
Guest
iは抵抗振動騒音を避けるために使用されるとは思わない。
バンドギャップ設計で、もしuは、ループのプロパティを確認したと負のフィードバックを得ること"いくつかの補償と肯定的なフィードバックを得るようにuは十¥分な位相マージンを得た、そこはそれevev発振させることを意味しているのにparasiticeキャップを読み込んで、または熱雑音。
加えて、CMOS内のバンドギャップコア消費ほんの少しの電流なので、そのようなLdi / dtノイズのインダクタンスから来たものとしてgszczeszのポストに記載さであり、そこにはギャップコア内のスイッチングので、インダクタンスのグランド経路を単純です短い線はインダクタ（インピーダンス= jwL = 0、原因ワット= 0）。
また、もしuのいずれかBJTのベースには、戻りponitでループチェックの周波数応答を破るのAC nois追加すると、ﾙ（ノイズを返すつまり
、 以前のものよりも小さくなる）は
、 負のフィードバックの応答が表¥示されます。
バンドギャップ設計で、もしuは、ループのプロパティを確認したと負のフィードバックを得ること"いくつかの補償と肯定的なフィードバックを得るようにuは十¥分な位相マージンを得た、そこはそれevev発振させることを意味しているのにparasiticeキャップを読み込んで、または熱雑音。
加えて、CMOS内のバンドギャップコア消費ほんの少しの電流なので、そのようなLdi / dtノイズのインダクタンスから来たものとしてgszczeszのポストに記載さであり、そこにはギャップコア内のスイッチングので、インダクタンスのグランド経路を単純です短い線はインダクタ（インピーダンス= jwL = 0、原因ワット= 0）。
また、もしuのいずれかBJTのベースには、戻りponitでループチェックの周波数応答を破るのAC nois追加すると、ﾙ（ノイズを返すつまり
、 以前のものよりも小さくなる）は
、 負のフィードバックの応答が表¥示されます。
G
gszczesz
Guest
1）そのノイズをインダクタから
、 あなたが心配されます。インダクタンスの共通のベースでは低下
、 位相マージンが相変化を生成します。周波数が増加するにつれて、インダクタンスの基本殿堂信号は
、 ベースを介して伝播するために増幅することで
、 インピーダンスが増加します。言い換えれば、それを得る信号の結合のための周波数を増加させます。
2）BJTのの場合、十¥分なベースで注目を保証する長い誘導性のパスを取得するための適切な重心のレイアウトを行う。
3）ノイズ環境下（すなわち
、 チャージポンプ、等..）においてグランドノイズベース抵抗の恩恵を受けることが問題であるバンドギャップ。
4）別の抵抗器とBJTのサイズだけでなく
、 利得のロール別の基板結合が発生するオフ正/負のパスから。負のパスのためのデザインが支配されるために、2つのパスと同じ時間で
、 追加の補償を要求される可能¥性がありますロールオフていない場合があります。
5）たとえあなたのシステムが安定しており
、 位相/利得マージンをインパルス応答に十¥分な湿し水を生成するのに十¥分されないことがあります。ノイズの多いシステムでは、バンドギャップのために十¥分な出力電圧（つまり
、 提供するために追加の減衰する必要があるかもしれませんが、ノイズに優れたノイズ除去比）。
グレッグ
、 あなたが心配されます。インダクタンスの共通のベースでは低下
、 位相マージンが相変化を生成します。周波数が増加するにつれて、インダクタンスの基本殿堂信号は
、 ベースを介して伝播するために増幅することで
、 インピーダンスが増加します。言い換えれば、それを得る信号の結合のための周波数を増加させます。
2）BJTのの場合、十¥分なベースで注目を保証する長い誘導性のパスを取得するための適切な重心のレイアウトを行う。
3）ノイズ環境下（すなわち
、 チャージポンプ、等..）においてグランドノイズベース抵抗の恩恵を受けることが問題であるバンドギャップ。
4）別の抵抗器とBJTのサイズだけでなく
、 利得のロール別の基板結合が発生するオフ正/負のパスから。負のパスのためのデザインが支配されるために、2つのパスと同じ時間で
、 追加の補償を要求される可能¥性がありますロールオフていない場合があります。
5）たとえあなたのシステムが安定しており
、 位相/利得マージンをインパルス応答に十¥分な湿し水を生成するのに十¥分されないことがあります。ノイズの多いシステムでは、バンドギャップのために十¥分な出力電圧（つまり
、 提供するために追加の減衰する必要があるかもしれませんが、ノイズに優れたノイズ除去比）。
グレッグ
B
Btrend
Guest
1。それは共通のものと同じベースアンプŬ、規定ではないのVCBの= 0は
、 オリジナルのデザインです。とにもかかわらず、VCBを""0、とても小さいです。とコレクタをGNDに接続します。それは、PNP BJTとVCB = 0で、私はエミッタベースから任意のゲインを参照していません。それだけでレベルの場合
、 ノイズのBJTのベースから注入シフトだ。ので
、 エミッタベースからの位相シフトされ、その段階にある必要があります。
2。私はBJTのベースになるだろうどのように大きなインダクタンスŬのだろうか？ナノヘンリー？またはピコHenrry？私が知っている多くのIC内の任意の金属よりも大きく、ボンディングワイヤのですony 5NH適当の周りの線の長さに応じています。し
、 さらに、バンドギャップコアLPF内蔵し、カットオフ周波数と同じですが常にいる"0.1 MHzの高い周波数を減衰させる。騒音。
3。場合、GNDにノイズが重要である、エミッタコレクタには
、 低インピーダンスのパスをGNDから、すなわちよりも基本以上の世話をする必要があります。これは
、 現在の大規模なベース電流よりもです。これらの2つのpathes並列され
、 エミッタ間で短絡ので、エミッタはGNDから等価インピーダンスコレクタエミッタから支配されます。とはVCBの≈0、BJTの飽和領域では、ですので
、 それは同等の路はとても小さいのです。ので、uは貧しいPSRRを得た-。原因高PSRR、対*（Rload）に関連している/（Rload ルピー）の場合、ウルルピー小さいですが、uは
、 優れたPSRRを取得することはできません。
4。補償は
、 常に必要です
5。ノイズの話として、まず、ここでは
、 ノイズから来て、右idenfyですか？それを減衰させる方法を見つける。電源ノイズ、GNDのノイズ、熱雑音、フリッカ雑音は、真剣にバンドギャップのコアに影響を与えるのだろうか？いくつかのノイズが周波数に関連し、することはできません""減衰のみLPFを削減することができます。
もし私が間違っている私に質問です。
ありがとう
、 オリジナルのデザインです。とにもかかわらず、VCBを""0、とても小さいです。とコレクタをGNDに接続します。それは、PNP BJTとVCB = 0で、私はエミッタベースから任意のゲインを参照していません。それだけでレベルの場合
、 ノイズのBJTのベースから注入シフトだ。ので
、 エミッタベースからの位相シフトされ、その段階にある必要があります。
2。私はBJTのベースになるだろうどのように大きなインダクタンスŬのだろうか？ナノヘンリー？またはピコHenrry？私が知っている多くのIC内の任意の金属よりも大きく、ボンディングワイヤのですony 5NH適当の周りの線の長さに応じています。し
、 さらに、バンドギャップコアLPF内蔵し、カットオフ周波数と同じですが常にいる"0.1 MHzの高い周波数を減衰させる。騒音。
3。場合、GNDにノイズが重要である、エミッタコレクタには
、 低インピーダンスのパスをGNDから、すなわちよりも基本以上の世話をする必要があります。これは
、 現在の大規模なベース電流よりもです。これらの2つのpathes並列され
、 エミッタ間で短絡ので、エミッタはGNDから等価インピーダンスコレクタエミッタから支配されます。とはVCBの≈0、BJTの飽和領域では、ですので
、 それは同等の路はとても小さいのです。ので、uは貧しいPSRRを得た-。原因高PSRR、対*（Rload）に関連している/（Rload ルピー）の場合、ウルルピー小さいですが、uは
、 優れたPSRRを取得することはできません。
4。補償は
、 常に必要です
5。ノイズの話として、まず、ここでは
、 ノイズから来て、右idenfyですか？それを減衰させる方法を見つける。電源ノイズ、GNDのノイズ、熱雑音、フリッカ雑音は、真剣にバンドギャップのコアに影響を与えるのだろうか？いくつかのノイズが周波数に関連し、することはできません""減衰のみLPFを削減することができます。
もし私が間違っている私に質問です。
ありがとう
G
gszczesz
Guest
私の応答の各1、あなたのBtrendのアドレス指定されているポイントと同じ番号になります：
1）あなたは
、 サーキットと同じです小信号パスに自分を制限している。また、発振電力利得は、ちょうど電圧は利得を気遣う。振動をも含めてparaciticsによって発生することができます。小型発電基地にはるかに大きいトランジスタのパスを流れる電流が作成されます注入された信号です。あなたのデザインは
、 現することができますしカップルelswhereのいずれかgroun寄生容量や、バンドギャップ基準電圧とを介して上に表¥示をします。変性エミッタ抵抗は
、 他の寄生容量を介してバイパスされることがあります（）Amplfierのトランジスタすなわち
、 もっと多くの利益を予¥想している。
2）1.2nHのQFNパッケージに典型的なボンドワイヤです。quaded BJTの約必要があります。0.3nHに1nHレイアウトによって異なります。私はこの問題にされている場合は
、 バンドギャップの幅に分析を制限していることだと思う。これは
、 バンドギャップの帯域幅を心配しているではないのが、トランジスタ。発振パスは
、 自分自身のバンドギャップに制限される必要はありません。あなたは
、 バンドギャップ電圧あちこちで行くどこにルーティングされますので、ほとんどの振動のパスに有力な容疑者の覚えがあります。
3）不適切な。BJTの飽和状態ではありません。前に進むバイアスを開始するために接合部を考慮できる場合
、 通常は
、 少なくとも0.3ボルトの逆バイアスが必要です。理由として
、 自分自身としているトランジスタのコレクタ側に良い除去して、それは信者としての基本（からエミッタ）の役割を果たします。しかし、ベースノードの信号を増幅します。
4）を修正します。私はあなたからのバンドギャップに補償されている、私たちが他の発振パスへの貢献を心配する必要はないことを示唆だと思う。抵抗器のキャップを短縮し
、 他の発振のパスにも役立ちます。
5）をしようと
、 ノイズの源を見つけるには、すばらしいことですが任意の振動の確率を減らす場合でも
、 結合モード欠場も良いです。チャージポンプのようなノイズの多い回路では
、 離れて騒々しい会場と基板から得ることができません。ギャップを支援よりインパルス応答して
、 より堅牢な回路につながる。誰も（または第三者.. 2番目のスピンを行うことを余儀なくさがっている。等..）は、これらの抵抗は
、 別のスピンの確率を減らすことができますを追加する場合でも
、 いくつかの発振/結合パスのミスが必要である。
グレッグ
1）あなたは
、 サーキットと同じです小信号パスに自分を制限している。また、発振電力利得は、ちょうど電圧は利得を気遣う。振動をも含めてparaciticsによって発生することができます。小型発電基地にはるかに大きいトランジスタのパスを流れる電流が作成されます注入された信号です。あなたのデザインは
、 現することができますしカップルelswhereのいずれかgroun寄生容量や、バンドギャップ基準電圧とを介して上に表¥示をします。変性エミッタ抵抗は
、 他の寄生容量を介してバイパスされることがあります（）Amplfierのトランジスタすなわち
、 もっと多くの利益を予¥想している。
2）1.2nHのQFNパッケージに典型的なボンドワイヤです。quaded BJTの約必要があります。0.3nHに1nHレイアウトによって異なります。私はこの問題にされている場合は
、 バンドギャップの幅に分析を制限していることだと思う。これは
、 バンドギャップの帯域幅を心配しているではないのが、トランジスタ。発振パスは
、 自分自身のバンドギャップに制限される必要はありません。あなたは
、 バンドギャップ電圧あちこちで行くどこにルーティングされますので、ほとんどの振動のパスに有力な容疑者の覚えがあります。
3）不適切な。BJTの飽和状態ではありません。前に進むバイアスを開始するために接合部を考慮できる場合
、 通常は
、 少なくとも0.3ボルトの逆バイアスが必要です。理由として
、 自分自身としているトランジスタのコレクタ側に良い除去して、それは信者としての基本（からエミッタ）の役割を果たします。しかし、ベースノードの信号を増幅します。
4）を修正します。私はあなたからのバンドギャップに補償されている、私たちが他の発振パスへの貢献を心配する必要はないことを示唆だと思う。抵抗器のキャップを短縮し
、 他の発振のパスにも役立ちます。
5）をしようと
、 ノイズの源を見つけるには、すばらしいことですが任意の振動の確率を減らす場合でも
、 結合モード欠場も良いです。チャージポンプのようなノイズの多い回路では
、 離れて騒々しい会場と基板から得ることができません。ギャップを支援よりインパルス応答して
、 より堅牢な回路につながる。誰も（または第三者.. 2番目のスピンを行うことを余儀なくさがっている。等..）は、これらの抵抗は
、 別のスピンの確率を減らすことができますを追加する場合でも
、 いくつかの発振/結合パスのミスが必要である。
グレッグ
B
Btrend
Guest
1。私はウル正しいと思う。BJTでは、電流利得が、私の前には
、 アドレスだけでなく
、 電圧利得を考慮する必要があります。
2。もしuルートウルギャップを参照するため
、 長いパスの場合は、uはバンドギャップがコアの後に、ちょうどeverwhere IC内でVbgをバッファを使用していない必要があります。そのpraticalメソ¥ッドではない。
3。私は
、 声明の中で、PNPs飽和状態ではないが間違っていると、彼らは
、 アクティブな領域にあります。afterall、BJTの動作のMOSと同じではありません。これ以来、BJTのアクティブな領域では、それらの路とは非常に大きいことが必要コレクタからエミッタに良いことだと拒絶反応はありません。
5。私はRBの追加に関するいくつかのシミュレーションを実行している。
5月1日電圧ノイズ：
後に1から抵抗の範囲を追加〜10kがない場合はバリチェロ現在、エミッタベースからの電圧利得は約- 1dBのですが、電圧利得は約- 1デシベルです。
5月2日現在のノイズ：
エミッタ電流利得は約- 120dBのバリチェロもない。とRB = 1〜で1k、利得は約- 6dBのQ1のエミッタには、約6デシベルは、Q2のエミッタに。
5-3、エミッタに
、 コレクタから電圧利得は約- 80dBのは、3の状態を引き起こす意味をなさないは、PNP、本当にアクティブな領域です。
5-4は、GNDに、電圧ノイズを適用し
、 排出時の応答を見つけ、利得は約- 1dBのバリチェロ= 1〜10k ==="と明らかに5月1日に支配されています。
もし私のシミュレーションが正しいことを5月5日、RBのほかのGNDからノイズリダクションには改善しています。
6。ところで、私のシミュレーションでは、追加するバリチェロのバンドギャップ電圧を変更することができます。
、 アドレスだけでなく
、 電圧利得を考慮する必要があります。
2。もしuルートウルギャップを参照するため
、 長いパスの場合は、uはバンドギャップがコアの後に、ちょうどeverwhere IC内でVbgをバッファを使用していない必要があります。そのpraticalメソ¥ッドではない。
3。私は
、 声明の中で、PNPs飽和状態ではないが間違っていると、彼らは
、 アクティブな領域にあります。afterall、BJTの動作のMOSと同じではありません。これ以来、BJTのアクティブな領域では、それらの路とは非常に大きいことが必要コレクタからエミッタに良いことだと拒絶反応はありません。
5。私はRBの追加に関するいくつかのシミュレーションを実行している。
5月1日電圧ノイズ：
後に1から抵抗の範囲を追加〜10kがない場合はバリチェロ現在、エミッタベースからの電圧利得は約- 1dBのですが、電圧利得は約- 1デシベルです。
5月2日現在のノイズ：
エミッタ電流利得は約- 120dBのバリチェロもない。とRB = 1〜で1k、利得は約- 6dBのQ1のエミッタには、約6デシベルは、Q2のエミッタに。
5-3、エミッタに
、 コレクタから電圧利得は約- 80dBのは、3の状態を引き起こす意味をなさないは、PNP、本当にアクティブな領域です。
5-4は、GNDに、電圧ノイズを適用し
、 排出時の応答を見つけ、利得は約- 1dBのバリチェロ= 1〜10k ==="と明らかに5月1日に支配されています。
もし私のシミュレーションが正しいことを5月5日、RBのほかのGNDからノイズリダクションには改善しています。
6。ところで、私のシミュレーションでは、追加するバリチェロのバンドギャップ電圧を変更することができます。
G
gszczesz
Guest
どのように安定性解析、Btrendかを知っていますか？どのように利得マージンと位相マージン
、 何周波数で見つけるか？
（および他の補償cap）と私の言いたいことが表¥示されます位相と利得マージン解析付きの大きなトランジスタの周りとせずに
、 抵抗しないでください。
グレッグ
、 何周波数で見つけるか？
（および他の補償cap）と私の言いたいことが表¥示されます位相と利得マージン解析付きの大きなトランジスタの周りとせずに
、 抵抗しないでください。
グレッグ
G
Guest
Guest
[No message]
B
Btrend
Guest
1。私は常に、フィードバックループを切断するとポイントをどこにし、ブレークのリターンポイントの応答をチェックでACノイズを追加します。この周波数応答から、私は、オープンループの周波数応答H（見つけることができます秒）。と位相マージンに等しい
180 ° Φ（高さ（日本女子大））、ここで呉は
、 ユニットの利得の周波数です。ゲインマージンに等しい
0 - |高（jw_180）|、どこw_180周波数Φ（はH（sに））= 180 °です。
が何も悪いことはありますか？
2。なぜ補償キャップが含まれてunderstantはありません。AC解析を行うの？
3。私はこのトピックの詳細についてシミュレーションを行っていた私は、追加の抵抗バリチェロ）は
、 エミッタの場合は、元の抵抗器を使用されるようでは
、 バンドギャップ電圧が変更される電流（直列帰還制限されることに気づいた。
いずれにせよ、グレッグŬする方法、または述べていたū私と読み取りに自分の知識を向上させるいくつかの文書、論文、参照を与えることができるシミュレーションや分析Ŭを行う詳細を見ることができます。
事前に感謝します。
180 ° Φ（高さ（日本女子大））、ここで呉は
、 ユニットの利得の周波数です。ゲインマージンに等しい
0 - |高（jw_180）|、どこw_180周波数Φ（はH（sに））= 180 °です。
が何も悪いことはありますか？
2。なぜ補償キャップが含まれてunderstantはありません。AC解析を行うの？
3。私はこのトピックの詳細についてシミュレーションを行っていた私は、追加の抵抗バリチェロ）は
、 エミッタの場合は、元の抵抗器を使用されるようでは
、 バンドギャップ電圧が変更される電流（直列帰還制限されることに気づいた。
いずれにせよ、グレッグŬする方法、または述べていたū私と読み取りに自分の知識を向上させるいくつかの文書、論文、参照を与えることができるシミュレーションや分析Ŭを行う詳細を見ることができます。
事前に感謝します。
G
gszczesz
Guest
Btrend、
何をやっている基本的権利である。を使用して終止場合は、単にあなたのパスにそれを渡って0ボルトのDC電圧源を配置して刺すの分析を実行します。その分析の場合は
、 ループを分割し
、 それぞれの端に適切なインピーダンスの提示を心配することなく
、 プロットの応答前兆となることができます。
私は場合は
、 コンデンサを使用して補償キャップを使用しないよう強く支配的なポール
、 それをマスクの抵抗の影響を与える（それらを追加します）ゼロになります。もしここで抵抗がゼロに位置し、適切に選択された場合は、補償用コンデンサrequriedの減少が表¥示されますクリアされ
、 非代償性の反応を見てください。また
、 より高い周波数でのゲインを参照してください下で
、 トランジスタCpieコンデンサの効果を取り始める周波数（IF）に移動します。いくつかの現実的なグランド/電源インピーダンスを含めるようにしてください。
何をやっている基本的権利である。を使用して終止場合は、単にあなたのパスにそれを渡って0ボルトのDC電圧源を配置して刺すの分析を実行します。その分析の場合は
、 ループを分割し
、 それぞれの端に適切なインピーダンスの提示を心配することなく
、 プロットの応答前兆となることができます。
私は場合は
、 コンデンサを使用して補償キャップを使用しないよう強く支配的なポール
、 それをマスクの抵抗の影響を与える（それらを追加します）ゼロになります。もしここで抵抗がゼロに位置し、適切に選択された場合は、補償用コンデンサrequriedの減少が表¥示されますクリアされ
、 非代償性の反応を見てください。また
、 より高い周波数でのゲインを参照してください下で
、 トランジスタCpieコンデンサの効果を取り始める周波数（IF）に移動します。いくつかの現実的なグランド/電源インピーダンスを含めるようにしてください。